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시뮬레이션된 안테나 이득과 측정된 안테나 이득 사이의 3dB 하락은 RF 엔지니어에게 익숙한 악몽입니다.. ADS 또는 HFSS 시뮬레이션은 완벽한 VSWR 및 대칭 방사 패턴을 보여줍니다.. 하지만 VNA로 프로토타입을 테스트하면, 게인은 거의 절반으로 떨어집니다. 3dB 손실은 50% 적은 전력.
근본 원인이 일치하는 회로인 경우는 거의 없습니다.. 대신에, PCB 제조로 인해 안테나 효율성이 조용히 잠식됩니다.. 밀리미터 파 주파수에서, 전류는 도체 표면에서만 흐른다. 구리 표면의 작은 톱니 모양 피크는 인위적으로 전류 경로를 늘립니다.. 표면 마감에는 너무 얇은 금이 있어 아래의 손실 니켈을 차단할 수 없습니다., 혹은 너무 두꺼워서 부담이 되는 금. 이 세 가지 요소가 함께 시뮬레이션과 실제 성능 사이에 큰 격차를 만듭니다..
소개
1. 피부 효과: 고주파 전류가 우회하는 이유
DC 회로에서, 전자는 도선 전체에 고르게 퍼진다. 와이어가 두꺼울수록 저항이 낮아집니다.. 그러나 RF, 특히 밀리미터파 주파수에서는 (2.4GHz, 5.8GHz, 또는 28GHz Ka-밴드), 전류는 도체 표면에서만 흐른다. 이것이 피부효과다.
전류 밀도는 표면에서 안쪽으로 기하급수적으로 감소합니다.. 밀도가 1/e로 떨어지는 깊이 (≒36.8%) 표면값의 표피 깊이를 δ라고 합니다.. 공식은:
d = 1 / √(p f m p)
어디:
f = 주파수 (HZ)
μ = 도체 투자율 (구리의 경우, μ ≒ 4π × 10⁻⁷ H/m)
σ = 도체 전도도 (구리의 경우, σ ≒ 5.8 × 10⁷ S/m)
등가 형식은 δ = √입니다.(아르 자형/(오전)), 여기서 ρ는 저항률입니다.. 25°C에서, 구리 저항률 ρ = 1.72 × 10⁻⁸Ω·m. 공학적 근사치 δ ≒ 6.62/√f (cm) 도 존재한다, 하지만 특정 조건에서만 작동합니다..
아래 표는 다양한 주파수에서의 구리 스킨 깊이를 보여줍니다. (IPC-2141 표준에서 파생됨):
| 빈도 | 2.4GHz | 5.8GHz | 10GHz | 28GHz | 60GHz | 77GHz |
|---|---|---|---|---|---|---|
| 피부 깊이 | 1.3μm | 0.8μm | 0.6μm | 0.3μm | 0.33μm | ~0.2μm |
*데이터 소스: 구리 저항률 ρ =를 사용하여 계산됨 1.72 × 10⁻⁸ Ω·m.*
PCB 구리 두께 (일반적으로 18μm 또는 35μm) 피부 깊이보다 훨씬 더 깊습니다., 유효 저항은 얇은 표면층에만 의존합니다.. 이로 인해 구리 표면의 매끄러움이 중요해졌습니다.. 업계 데이터에 따르면 RF PCB 신호 손실이 1dB 증가할 때마다 스마트폰 다운로드 속도가 약 1씩 감소하는 것으로 나타났습니다. 15%. 안테나 손실은 제품 경쟁력에 직접적인 영향을 미칩니다.
2. 구리 거칠기: Micro-Sawteeth가 손실을 증폭시키는 방법
육안으로는 매끄럽고 윤기나게 보이는 동박이 구르는 것처럼 보임 “산등성이” 현미경으로. 더 높은 표면 거칠기 (Rz 또는 Ra) RF 전류 경로를 더욱 구불구불하게 만듭니다.. 밀리미터 파 주파수에서, 거칠기가 1μm 증가할 때마다 0.1dB/cm의 추가 손실이 추가될 수 있습니다..
삽입 손실은 두 가지 이유로 증가합니다.. 첫 번째, 표면이 거칠면 전류 경로가 길어집니다., 이는 효과적인 도체 저항을 높입니다.. 두번째, 표면 범프는 국지적 전자기장을 왜곡합니다., 추가 산란 및 반사 손실 유발.
IPC-4562A는 거칠기에 따라 동박을 분류합니다.. 아래 표는 다양한 유형을 비교합니다.:
| 동박 종류 | 표면 거칠기 Rz | 적합한 주파수 대역 | 손실 특성 |
|---|---|---|---|
| 표준전해 (성병) | ~5μm | <1GHz | 기준선 |
| 역처리 포일 (RTF) | 2.5-3.5μm | 2.4G / 5.8G | 성병보다 ~40% 낮음 |
| 매우 낮은 프로필 (VLP) | 1.2-1.8μm | 6-30GHz | 성병보다 ~50% 낮음 |
| 하이퍼 매우 로우 프로파일 (HVLP) | 1.5μm 이하 | mmwave (>30GHz) | 성병보다 ~60% 낮음 |
측정 사례: 10GHz에서, RTF 포일 (Rz ≒3μm) VLP 포일보다 삽입 손실이 약 0.03dB/inch 더 높습니다. (Rz 1.5μm). HVLP 포일을 사용하면 10GHz에서 삽입 손실이 0.3dB/inch 감소하고 임피던스 변동이 ±5% 이내로 유지됩니다. (IPC-2141A 당).
밀리미터파 대역에서 (예를 들어, 77GHz 자동차 레이더), 도체 손실은 유전 손실을 초과하여 지배적인 요인이 됩니다.. 우리 엔지니어링 팀은 한 고객이 HVLP 구리 호일로 전환하여 77GHz 자동차 레이더 PCB의 비트 오류율을 10⁻⁶에서 10⁻⁹로 줄이는 데 도움을 주었습니다.. 올바른 구리 호일을 선택하는 것은 선택 사항이 아닙니다. mmWave 안테나 설계에는 반드시 필요한 요구 사항입니다..
3. 금 두께: ENIG 대. 전기 도금된 금 - 차이의 세계
PCB 표면 마감 선택 (ENIG 대. 전기 도금된 금) 대부분의 엔지니어가 예상하는 것보다 훨씬 더 RF 손실에 영향을 미칩니다..
동의하다 (무전해 니켈 침지 금):
니켈층 두께: 3-6μm. 골드 레이어: 0.05~0.1μm에 불과. 문제는 그 사이에 있는 니켈-인 층이다.. 저항률은 다음과 같습니다. 70 μΩ·cm – 35 순금의 몇 배. 빈도가 높아지면서, 피부 깊이가 많이 얇아지고 (60GHz에서 단 0.33μm). 골드층이 너무 얇은 경우, 전류는 금을 관통하여 손실이 있는 니켈 층으로 들어갑니다.. 측정된 데이터에 따르면 금 두께가 0.3μm에 불과한 경우, ~에 대한 40% 60GHz 신호 전류의 가 니켈-인 층에 흐릅니다., 삽입 손실을 2.1dB/cm 증가.
전기도금된 금 (소프트 골드 / 에네픽):
금 두께는 0.3μm에서 1μm까지 맞춤 설정할 수 있습니다.. 니켈층이 없습니다., 아니면 니켈층이 너무 얇아서. 전도도는 ENIG보다 훨씬 우수합니다.. 로저스’ 측정된 데이터에 따르면 40GHz에서, ENIG 삽입 손실은 1.3dB/인치만큼 높습니다., UTG 동안 (초박형 금) 프로세스는 0.75dB/inch에 불과합니다.. 동의의 경우, 표면 거칠기 Ra는 ≤0.15μm이어야 합니다.. Ra가 0.2μm를 초과하는 경우, 24GHz에서의 신호 손실은 크게 저하됩니다..
실용적인 선택 가이드
- 2.4G용 / 5.8G 안테나: 피드 포인트와 중요한 트레이스에는 0.5~1μm의 전기도금된 얇은 금을 선호합니다.. 2GHz 미만의 비용에 민감한 설계에만 ENIG를 사용하십시오..
- mmWave 대역용 (>10GHz): 반드시 초편평 동박을 사용해야 합니다. (RZ < 0.8μm) 전기 도금된 금 또는 ENEPIG와 결합.
- 구리 두께: 2oz를 맹목적으로 추구하지 마세요. 35μm 구리는 이미 5.8GHz 이상에서 거의 포화에 가까운 성능을 제공합니다..
고주파 PCB 안테나 제조 견적 또는 기술 지원, 맞춤형 솔루션을 원하시면 엔지니어링 팀에 문의하세요.
참고자료
- IPC-2141A, 고주파 인쇄 기판 설계 표준, IPC, 2024.
- IPC-4562A, 인쇄 기판 응용 분야용 금속 호일, IPC.
- 케이던스 PCB 리소스, “mmWave PCB 재료 선택,” 2025.
- 비트텔레전자, “제조 기술 – 표면 마감 효과,” 2025.
- 지에페이 PCB, “고주파 PCB 안테나 설계 과제 및 mmWave 애플리케이션 혁신,” 2025.
- 아닐 케르, “UTG는 다른 표면 마감재보다 성능이 뛰어납니다.,”Academia.edu, 2025.
